1.6. Обоснование и подробное описание задач, выполняемых на физическом уровне. Проработка вопросов, связанных с обеспечением синхронизации сетевых устройств на физическом уровне.

Физический уровень  - нижний уровень модели, основная задача которого – достоверная передача потока битов, поступающего с верхнего, канального уровня, посредствам радиоканала физическому уровню другого узла сети. На физическом уровне могут быть реализованы любые технические решения, направленные на повышение достоверности приема битов

Выполнение операций:

·        Модуляции и демодуляции (заключается в переносе сигнала на несущую радиочастоту для передачи по радиоканалу).

·        Обнаружение и исправление битовых ошибок.

·        Проведение радиоизмерений – измерение  уровня мощности сигнала на уровне L1.

·        Помехоустойчивое кодирование/декодирование – для обнаружения и исправления ошибок, возникающих в среде распространения, путем добавления избыточности.

·        Синхронизация по времени и частоте – обеспечивается меткой END в сообщении BCCH. Прием сообщения начинается с метки временной синхронизации в преамбуле, так же с помощью преамбулы осуществляется частотная синхронизация.

Радиоканал подвержен затуханиям  и помехам в следствии чего необходимо предусмотреть алгоритм снижающий вероятность ошибки при передаче и снижения влияния канала связи при передаче:

·        Компенсация влияния АЧХ канала связи с помощью фильтра – эквалайзера на приемной стороне

·        Сверточное кодирование (декодирование) – разновидность корректирующих кодов, целью которых является обнаружение или (и) исправление ошибок. При передаче к сообщению специальным образом  добавляется избыточность, которая используется для исправления ошибок при приеме.

 

В системах подвижной связи, особенно характерен эффект многолучевого распространения волн. В качестве мер по защите от этого эффекта выбраны:

·        OFDM модуляция (демодуляция)

·        Перемежение / деперемежение 

 

 

1.6.1. Анализ и обоснованный выбор мер по защите физического уровня от многолучёвости.

Существуют различные методы борьбы с последствиями многолучевого распространения сигнала. В нашей работе для этих целей будет использоваться технологии мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов OFDM и перемежения потока битов.

В технологии OFDM частотный диапазон разбивается равномерно между поднесущими (дополнительные несущие), количество которых может доходить до нескольких тысяч. Каждому передаваемому потоку назначается несколько таких поднесущих, т.е. каждый поток разбивается на N поднесущих, которые ортогональны между собой.

Для борьбы с помехами в OFDM включён защитный интервал (рис. 1). Обычно в качестве защитного интервала используют так называемый циклический префикс, являющийся копией окончания сигнала размещенной впереди. Это позволяет сохранить ортогональность поднесущих. Чем дольше защитный интервал, тем в более сложных условиях может передаваться OFDM сигнал. Длительность этого защитного интервала может составлять 1/4, 1/8, 1/16 или 1/32 от длительности OFDM символа. Ортогональность поднесущих позволяет системам хорошо справляться с узкополосными помехами, которые могут подавить часть поднесущих.

 

Рис. 1 – Роль защитного интервала в OFDM

В основе подхода к формированию OFDM-модулированного сигнала лежит преобразование Фурье. Синтетическим методом создаётся спектр сигнала, из которого обратным быстрым преобразованием Фурье (IFFT) получается радиосигнал. Спектр такого сигнала уже состоит из ортогональных поднесущих. Непосредственное формирование сигнала после цифрового синтеза, который затем передаётся в антенну для излучения, происходит аналогично схеме квадратурной модуляции. В отдельности формируются квадратурные сигналы как мнимая и реальная часть синтезируемого сложного сигнала, а затем происходит его «сборка» и передача в антенну. В виду того, что алгоритм FFT/IFTT работает эффективно c выборками размерности кратными степеням двойки, то количество поднесущих в OFDM используется аналогичной кратности. 

 

Рис. 2 – Суть перемежения

Для повышения помехоустойчивости системы в ней предполагается использование сверточного кодирования, исправляющего ошибки приема. Однако, в многолучевых каналах связи, из-за возникающих замираний, появляются пакеты ошибок, которые невозможно исправить обычным сверточным кодированием.

Для борьбы с замираниями и возникновением связанных с ними пакетов ошибок служит процедура перемежения. Она состоит в перестановке символов кодированной последовательности до ее модуляции и восстановлении исходной последовательности после демодуляции. Перестановка позволяет так разнести рядом стоящие символы, чтобы они оказались разделены группой других символов, передаваемых в том же блоке данных. В этом случае поток ошибок приближается к статистически независимому, такие ошибки легче обнаруживать и исправлять сверточным кодированием. Следует отметить, что данная операция не вносит избыточности, а только изменяет порядок следования символов или бит.

Например, вместо последовательности битов (указаны номера битов, а не их значение) «1, 2, 3, 4, 5, 6 …» создается последовательность: «5, 3, 6, 1, 4, 2 …». После перемежения полученная последовательность подвергается дальнейшим преобразованиям, как и обычный цифровой сигнал. После приема сигнала последовательность подвергается обратной перестановке, чтобы получить исходный сигнал. В случае, если на сигнал будет воздействовать пачечная помеха, например, на подряд идущие биты 3, 6 и 1, то после восстановления исходного потока эти биты окажутся не рядом стоящими и к ним уже можно будет применить стандартные алгоритмы защиты от ошибок. Описанный пример схематично отображен на рисунке 2. 

Очевидно, что чем меньше отрезок сигнала, т.е. чем короче кадр по времени будет подвержен перемежению, тем более коротким пакетным ошибкам он может противостоять. Однако чем более длительный отрезок сигнала будет вовлечен в перемежение, тем больше это потребует производственных возможностей и может потребовать дополнительных временных затрат и привести к задержкам сигнала.

            Перемежению будет подвергаться весь пакет L2 и служебная информация, необходимая для приема сигнала.

 

1.6.2. Пояснение способа реализации проведения радиоизмерений на физическом уровне.

Радиоизмерения проводятся при помощи преамбулы сообщения физического уровня и пилот-сигналов, равномерно распределенных по поднесущим OFDM.

            Результаты измерений делятся на 3 вида:

  • мощность сигнала;
  • передаточная функция канала;
  • сигнально-кодовое созвездие принятого сигнала.

        Результаты измерений мощности сигнала доступны без какого-либо знания пилот-сигналов или типов модуляции. Они получаются путем прямого измерения мощности принимаемого сигнала (в дБм).         
        Передаточная функция канала определяется на известных позициях пилот-сигналов и, с помощью использования интерполяции, получается вектор полной частотной характеристики для всех поднесущих. На основе полученной передаточной функции происходит настройка фильтра-эквалайзера, который производит компенсирование неравномерности АЧХ канала связи.

              На основе анализа дисперсии различных символов сигнально-кодового созвездия можно оценить отношение сигнал-шум и выбрать соответствующий профиль передачи. Чем больше дисперсия символа, тем меньше ОСШ и наоборот.

  В случае, если измеренные параметры обеспечивают необходимое качество передачи, узел связи переключится на профиль передачи с повышенной скоростью (QAM-16).

  При приеме сообщения L1 физический уровень производит описанные выше процедуры. Все полученные данные, за исключением интерполированной АЧХ канала связи, ФУ передает на уровень управления сетевым соединением (L3) для последующего анализа. Интерполированная АЧХ канала связи «остается» на ФУ и используется только для компенсации нелинейности АЧХ канала связи. На основе анализа данных радиоизмерений L3-уровень формирует выводы о:

  • рекомендуемом профиле передачи;
  • о том, на сколько дБм передатчику следует уменьшить мощность излучения.
  Эти данные в последующем передаются сетевому узлу-отправителю в составе поля Data служебного пакета L2, отчета о получении сообщения (ARQ). Размерность поля Data - 72 бит, что позволяет передавать в нем результаты радиозмерений без какого-либо влияния на сам отчет о успешном получении. Кроме того, если получатель сообщения является терминалом, рекомендуемый профиль передачи отправляется на физический уровень, который устанавливает тип модуляции согласно выбранному профилю. Если же получателем сообщения является точка доступа, профиль передачи и уровень мощности для каждого терминала выбирается непосредственно перед началом передачи, поскольку для каждого получателя (терминала) они будут своими. Схема процесса проведения радиоизмерений изображена на рисунке 3.

  

Рис. 3 – Схема процесса проведения радиоизмерений

  1. Сетевой узел-отправитель передает сообщение сетевому узлу-получателю;
  2. Физический уровень получателя производит вышеописанные процедуры радиоизмерений, настраивает эквалайзер и передает на уровень управления сетевым соединением полученные в ходе радиоизмерений данные;
  3. L3-уровень, анализирует полученные от физического уровня данные радиоизмерений, записывает их и передает L1 рекомендуемый профиль передачи;
  4. Когда на L3 формируется сообщение ARQ, в него, помимо самого отчета, включается информация о профиле передачи и о регулировке мощности излучения передатчика. Данное сообщение, проходя путь любого другого служебного сообщения, оказывается на уровне управления сетевым соединением узла-отправителя. Полученные из него корректировки профиля и мощности излучения записываются в информационную систему отправителя.
  5. В следующий раз, когда сетевому узлу-отправителю снова понадобится отправить сообщение получателю, уровень управления сетевым соединением, загрузив данные из информационной системы, настроит модуляцию и мощность излучения физического уровня в соответствии с полученными ранее параметрами.

          Если позже, в виду подвижности терминалов, изменится помеховая обстановка и окажется, что рекомендуемой мощности и вида модуляции будет недостаточно для уверенного приема сигнала (отправитель не сможет с первого раза правильно передать сообщение), то уровень управления сетевым соединением установит модуляцию QPSK и максимальную для нее мощность. Эти параметры затем снова скорректируются в ходе радиоизмерений.

1.6.3. Проработка структуры радиоинтерфейса L1-уровня, обеспечивающего двусторонний обмен пакетами физического уровня. Проработка профилей физического уровня и сценария их выбора. Определение типов пакетов физического уровня, обоснование структуры полей пакетов каждого типа, оценка размеров полей.

Исходя из пункта, предлагается следующая структурная схема радиоинтерфейса (рис. 4). Обеспечение двустороннего обмена пакетами физического обмена достигается использованием двух трактов: приема и передачи. Назначение блоков структурной схемы совпадает с описанием аналогичных задач физического уровня

 

Рис. 4 – Структурная схема радиоинтерфейса: тракт передачи (сверху) и тракт приема (снизу), а также ретранслятор(зеленым цветом).

        А так же, исходя из задач физического уровня, можно представить структурную схему сообщения L1 (рис. 5), представляющую собой последовательность символов OFDM. Сообщение физического уровня состоит из нескольких полей: преамбулы, служебного поля и поля данных.

                                                     

Рис. 5 – Структура сообщения физического уровня

 

Преамбула предназначена для временной и частотной синхронизации, а также для работы подсистемы радиоизмерений. В преамбуле использованы 10 «укороченных» по времени и 2 полных OFDM символа.

Служебное поле содержит номер используемого профиля передачи (1 бит), тип сообщения (1 бит), поле указывающее на длину передаваемого сообщения в количествах пакетов L2 (6 бит). Поскольку, с точки зрения физического уровня, разницы между широковещательным и служебным пакетами нет, для поля «Тип сообщения» достаточно 1-го бита. Размерность поля «Длина сообщения» равна размерности поля Num в пакете L2. Исходя из размерности этого поля, следует, что в составе одного сообщения L1 максимум может быть передано 26 = 64 пакета L2. Все служебное поле составляет 8 бит. Оно подвергается сверточному кодированию со скоростью ½ (размер поля становиться равным 16 бит), перемежению и передается посредством одного OFDM символа.

Поле данных необходимо для непосредственной передачи данных и исправления ошибок в процессе передачи. Поле данных содержит закодированные и перемеженные со скоростью ½ пакеты L2 [16] объемом 600 бит каждый (300 до кодирования), в случае передачи пакета трафика и 240 (120) бит в случае служебного сообщения. Для повышения эффективности передачи в одно сообщение физического уровня могут быть включены несколько пакетов L2. Количество передаваемых пакетов, как уже было сказано, указывается в составе служебного поля (рис. 5), а на физический уровень поступает с канального уровня вместе с пакетом L2. Общая длинна поля данных равняется произведению количества пакетов в сообщении L1 и размерности закодированного пакета L2 (600 бит для пакетов трафика и 240 для служебных и широковещательных пакетов) . Минимальная длинна: 1 * 240 = 240 бит. Максимальная: 64 * 600 = 38400 бит.

      Количество бит на IQ-символ (квадратурный символ) различно в зависимости от выбранного профиля:

  • для QPSK: 2 бита на IQ-символ;
  • для QAM-16: 4 бит на IQ-символ.

Соответственно, для QAM-16 информационная часть будет состоять минимум из 600/4 = 150 символов, а для QPSK из 600/2 = 300 символов. Наименьший общий делитель 150 и 300 число 50. Следовательно, при передаче каждой поднесущей одного символа модуляции, для оптимальной передачи одного пакета трафика (без заполнения OFDM-символов незначащими IQ-символами) количество информационных поднесущих должно равняться 50. Тогда, для QAM-16 один пакет трафика будет передаваться ровно 3-мя OFDM-символами, а для QPSK 6-ю OFDM-символами. В случае передачи служебных, в т.ч. широковещательных, сообщений для QAM-16 информационная часть будет состоять из 240/4 = 60 символов, а для QPSK из 240/2 = 120 символов. Они будут передаваться 2-мя (с добавлением 50*2 – 60 = 40 незначащих символов) и 3-мя (с добавлением 3*50 – 120 = 30 незначащих символов)  OFDM-символами соответственно.

Поле служебной информации и преамбула модулируются QPSK с целью повышения помехоустойчивости. Модуляция последующих символов зависит от выбранного профиля передачи.

Из-за того, что для формирования OFDM-сигнала используется ДПФ, желательно чтобы число поднесущих было кратно степени двойки, тогда вместо ДПФ можно использовать его более эффективный аналог – БПФ.

Зададим количество поднесущих равное 26 = 64. Распределим их следующим образом (рис. 6):

  • 50 поднесущих содержат информацию;
  • по 4 поднесущим передается пилот-сигнал для проведения радиоизмерений;
  • 10 поднесущих по краям OFDM-символа являются защитными интервалами.
   

Рис. 6 – Структура поднесущих OFDM

Выбор того или иного профиля передачи осуществляется точкой доступа на основании результатов работы подсистемы радиоизмерений. По умолчанию устанавливается профиль с низкой скоростью и высокой помехозащищенностью передачи данных – QPSK. При выявлении улучшения или ухудшения качества канала связи, уровень управления сетевым соеденением формирует команду на смену профиля функционирования.

1.6.4. Пояснение способа обеспечения частотной и временной синхронизации.

OFDM-сигнал можно представить в виде частотно-временной матрицы Rl,k, на которой по горизонтали отложены OFDM-символы l, а по вертикали - поднесущие OFDM-символов k (рис. 7).

   

Рис. 7 – Частотно-временная матрица OFDM-сигнала (синим, показаны ожидаемые позиции, красным - принятые)

 

На приемной стороне изначально не известен момент прихода очередного символа . Кроме того, во избежание потери ортогональности поднесущих при демодуляции, требуется точное фазовое и частотное согласование приемника и передатчика во всей полосе принимаемых сигналов. Фазовое и частотное рассогласование обусловлено разбросом и нестабильностью частот опорных генераторов передатчика и приемника при переносе спектра и доплеровским сдвигом (в подвижной связи). Влияние ошибок синхронизации возрастает с ростом числа поднесущих. Поэтому для минимизации фазовых искажений сигнала на приемной стороне, а, следовательно, вероятности ошибки при демодуляции, в OFDM-системах необходима как временная, так и частотная синхронизация.

Решение задач, связанных с обеспечением синхронизации при приеме цифровых сигналов состоит в определении точных границ тактовых интервалов принимаемых символов, а также в оценке и компенсации неизбежного частотного рассогласования, преимущественно связанного с эффектом доплеровского смещения спектра .

С целью компенсации имеющегося в принимаемом сигнале частотного рассогласования, а также для точного определения временного положения OFDM символов могут применяться различные алгоритмы, основанные на содержащейся в передаваемом по радиоканалу сигнале избыточной информации: специальных вспомогательных символах, пилотных поднесущих и циклическом префиксе.

В разрабатываемой системе выберем для использования алгоритмы временной и частотной синхронизации, использующие для своих целей специальные вспомогательные символы. Это обосновано тем, что применение вспомогательных символов позволяет избавиться от негативного воздействия многолучевого распространения при оценке частотного и временного рассогласований . В роли этих вспомогательных символов выступает преамбула в составе сообщения физического уровня.

Преамбула состоит из набора укороченных OFDM-символов, которые используются для грубой частотной и временной синхронизации, а так же для обнаружения OFDM-сигнала, и двух полных OFDM-символов, представляющих собой настроечные последовательности, используемые для точной частотной подстройки.

Оценка временного рассогласования при применении вспомогательных символов вычисляется путем определения минимума среднеквадратичного отклонения между двумя блоками отсчетов.

Задача оценки частотного рассогласования так же будет решаться при помощи вспомогательных символов. Этот способ заключается в передаче в составе преамбулы двух идентичных OFDM символов.

            В общем, процедуру синхронизации можно изобразить как выполнение двумерной корреляции матрицы Rl,k с известной пилотной матрицей (рис. 8). Для компенсации временного рассогласования требуется "сдвинуть" временную шкалу приемника на величину временного рассогласования, тем самым совместив временные оси приемника и передатчика. Для компенсации частотного рассогласования требуется наличие в приемнике контролируемого осциллятора, изменяя выходную частоту которого возможно скомпенсировать смещение частоты сигнала.

 

Рис. 8 – Частотно-временная матрица OFDM-сигнала (синим, показаны ожидаемые позиции, красным - принятые)

 

1.6.5. Оценка пропускной способности физического канала связи с учетом избыточности, вносимой на L1- уровне. Оценка требуемых частотных ресурсов.

Оценка пропускной способности: в ней были учтены затраты на сверточное кодирование, синхронизацию, защитные интервалы и др. Таким образом, пропускная способность не требует дополнительной переоценки и составляет 22 Мбит/с.

    На основании полученного значения оценим минимально необходимую полосу частот. Для QPSK, минимально необходимая (эффективная) полоса сигнала:

 

Δf = R / log2n = 22 × 106 / 2 = 11 МГц,

где: R – скорость передачи бит/с, n – кратность модуляции.

 

Из условия одинаковой скорости кодирования и постоянства занимаемой полосы частот найдем скорость передачи для QAM-16:

R = Δflog2n = 11 × 4 × 106 = 44 Мбит/с,

где: Δf – эффективная полоса сигнала для QPSK, n – кратность модуляции.

 

 

1.6.6. Обоснованный выбор частотного диапазона (на основании документов ГКРЧ); аргументированный выбор модели оценки потерь при распространении радиоволн выбранного диапазона, расчет уровня потерь.

На основании Постановления Правительства Российской Федерации от 25 июля 2007 г. № 476 ("О внесении изменений в постановление Правительства Российской Федерации от 12 октября 2004 г. № 539 "О порядке регистрации радиоэлектронных средств и высокочастотных устройств"), предусмотрено свободное использование частотного диапазона 2,4 ГГц с мощностью излучения до 100 мВт. Согласно п. 1.4.5 и  выберем рабочую полосу частот: 2400 – 2483,5 МГц.

Предполагается, что ТД и терминалы находятся внутри одного офисного здания, в пределах 3 этажей (точка доступа находится на центральном этаже). В качестве модели потерь выбирается ITU  R 1238-8, поскольку она учитывает:

 

  • потери при многократном прохождении сигнала через пол;
  • поправку на потери при прохождении сигнала через стены и над или через препятствия;
  • другие механизмы возникновения потерь, которые могут возникнуть в пределах одного этажа здания (мебель, различная электроника и т.д.).

Базовая математическая модель потерь имеет вид:

 Ltotal = L(d0) + N log10(d/d0) + Lf(n) [дБ]

 

где: L(d0) – потери на заданном расстоянии при идеальных условиях распространения (нормальные условия и абсолютно плоская поверхность), N – дистанционный коэффициент потерь мощности,  d – дальность связи, Lf(n) – коэффициент потерь за счет прохождения сигнала через пол, n – максимальное количество этажей между точкой доступа и терминалами.

 Возможно использование упрощенной модели, при которой d0  = 1 м., а L(d0) = 20 log10f – 28 [дБ]. Тогда модель потерь примет вид:

 Ltotal = 20 log10f + N log10d + Lf(n) – 28 [дБ]

 

 где: f – частота (МГц), N – дистанционный коэффициент потерь мощности,  d – дальность связи (м), Lf(n) – коэффициент потерь за счет прохождения сигнала через пол (дБ), n –максимальное количество этажей между точкой доступа и терминалами.

 

Таблица 1. Коэффициенты потери мощности, N, используемые при расчете потерь передачи внутри помещения для 2,4 ГГц [12]

Частота

Жилые дома

Офисы

2,4 ГГц

28

30

 

Таблица 2. Коэффициенты потери мощности Lf, при прохождении сигнала через пол для 2,4 ГГц (n = 1)

Частота

Жилые дома

Офисы

2,4 ГГц

10 (квартира), 5 (частный дом)

14

 

Разрабатываемая система передачи, предполагает использование в офисном помещении здания жилого типа в пределах 3 этажей (n = 1), соответственно из таблиц 1 и 2 имеем: Lf(n) = 10 дБ, N = 30.

Тогда затухание в канале связи составляет:

 

Ltotal = 20 log10(2400) + 30 log10(80) + 10 – 28 дБ = 106,697 дБ.

 

1.6.7. Расчет отношения сигнал/шум, требуемого для обеспечения заданной вероятности битовой ошибки для выбранного вида и типа модуляции/демодуляции. Обоснование выбора метода помехоустойчивого кодирования, перемежения/деперемежения, расчет эффективности кодирования. Коррекция данных расчета отношения сигнал/шум с учетом метода помехоустойчивого кодирования. Окончательная оценка требуемых частотных ресурсов.

Расчет необходимого отношения сигнал/шум производился в утилите BER Analysis Tool из пакета программ Matlab. Согласно ТЗ необходимо обеспечить вероятность битовой ошибки менее  10-5.

В ходе анализа были получены следующие зависимости, для двух видов модуляции (рис. 9). 

  

Рис. 9 – Зависимость вероятности битовой ошибки от ОСШ (без кодирования)

 

    Исходя из изображенных графиков (рис. 9), можно сделать вывод, что для обеспечения заданной вероятности битовой ошибки требуется ОСШ равное:

  • 10,94 дБ для профиля QPSK;
  • 15,1 дБ для профиля QAM-16.

    Очевидно, что в условиях низкого отношения сигнал-шум данная система будет работать неэффективно. Для увеличения порога ОСШ в системе используется добавление определенной избыточной информации к исходной последовательности.

Оценим необходимое для выполнения ТЗ ОСШ, с учетом сверточного кодирования, по умолчанию выставлен порождающий многочленом, для двух профилей передачи (рис. 10).

 

Рис. 10 – Зависимость вероятности битовой ошибки от ОСШ (без кодирования и с применением кодирования)

 

    Исходя из изображенных графиков (рис. 10), можно сделать вывод, что для обеспечения заданной вероятности битовой ошибки требуется ОСШ равное:

  • 7,42 дБ для модуляции QPSK, что на 10,94 – 7,42 = 3,52 дБ эффективнее по сравнению с передачей без кодирования;
  • 11,3 дБ для модуляции QAM-16, что на 15,1 – 11,3 = 3,8 дБ эффективнее по сравнению с передачей без кодирования.

 

    Сверточное кодирование является мощным средством борьбы с одиночными ошибками. Идея сверточного кодирования заключается в следующем: входящая последовательность информационных бит преобразуется в специальном сверточном кодере таким образом, чтобы каждому входному биту соответствовало более одного выходного. Сверточный код - непрерывный код, здесь нет деления на кодовые комбинации, при одинаковой сложности кодирующих и декодирующих устройств такое кодирование просто в реализации. Сверточное кодирование получило широкое распространение и используется в таких сетях как GSM, Wi-Fi и др.

    Из-за того, что закодированная информация не группируются в блоки, обнаружение и исправление ошибок выполняется непрерывно, и именно в этом состоит преимущество сверточных кодов.

    В разрабатываемой системе применяется сверточный код с жестким декодированием по Витерби, что позволяет декодировать полученную последовательность кодовых слов с большой степенью правдободобия.

 

    Перемежение в данной сети используется для обеспечения борьбы с пакетными ошибками. Оценка минимально необходимой полосы производилась в пункте 1.4.5 и коррекции не требует.

1.6.8. Оценка уровня мощности передачи с учетом необходимого запаса мощности сигнала для его уверенного приема с вероятностью PR % на границе радиопокрытия, оценка размера зоны радиопокрытия.

 Параметрами среды и системы

 

    Перед началом расчетов зададимся некоторыми параметрами среды и системы:

 

  • Кол-во поднесущих OFDM: 64;
  • Коэффициент усиления передающей антенны: GT = 4 дБ; 
  • Коэффициент усиления приемной антенны: GR = 4 дБ; 
  • Цифровое отношение сигнал/шум исходя из п. 1.4.7: 
      • для QPSK Eb/N0 = 7,42 дБ;
      • для QAM-16 Eb/N0 = 11,3 дБ;
  • Затухания в канале связи из п. 1.4.6: L = 106,697 дБ;
  • Скорость передачи данных после кодирования :
      • для QPSK RC = 22 Мб/с;
      • для QAM-16 RC = 44 Мб/с;
  • Шумы каскадов: Nk = 2 дБ;
  • Резерв мощности из-за замираний в канале связи: Pз = 3 дБ;
  • Постоянная Больцмана: k = 1,38 × 10-23 Дж/К;
  • Шумовая температура (нормальные условия): Т = 296 К. 

Энергетический расчет 

 

Расчет уровня мощности передачи для профиля QPSK. Сначала расчет ведется для одной информационной поднесущей.

 

Скорость передачи данных по каждому из параллельных каналов OFDM:

RN = RC / 50 = 22 × 106  / 50 = 440 × 103 бит/с = 440 кбит/с.

 

Минимально необходимая полоса пропускания одного OFDM канала:

Δf = RN / log24 = (440 × 103) / log24 = 220 × 103 Гц = 220 кГц.

 

Шумовая полоса одного OFDM канала:

Пш = Δf × 1,1 = 220 × 103 × 1,1 = 242 × 103 Гц = 242 кГц.

 

Мощность шума:

Pш = kT ∙ Пш = 1,38 × 10-23 ∙ 296 ∙ 242 × 103 = 988,522 × 10-18 Вт = -120,05 дБ.

 

Аналоговое отношение сигнал/шум:

C/N = (Eb / N0) + 10 log(RN / Пш) = 7,42 + 10 log(440 / 242) = 10,016 дБ.

 

Чувствительность приемника:

Pпрм = Pш + Nk + C/N = -120,05 + 2 + 10,016 = -108,034 дБ.

 

Мощность передатчика (на один канал OFDM):

Pизл = Pпрм + Pз + LGTGR = -108,034 + 3 + 106,697 – 4 – 4 = -6,337 дБ = 232 мкВт.

 

Суммарная мощность передатчика (с учетом 50-ти информационных и 4-ех пилотных поднесущих):

PизлСУМ = ](50 + 4) × 232 × 10-6[ = ]12,552 × 10-3[ = 13 мВт.

 

13 мВт < 350 мВт что с существенным запасом удовлетворяет требованиям технического задания. 13 мВт < 100 мВт что так же, с запасом, удовлетворяет требованиям законодательства РФ.

 

Расчет уровня мощности передачи для профиля QAM-16. Сначала расчет ведется для одной информационной поднесущей.

 

Скорость передачи данных по каждому из параллельных каналов OFDM:

RN = RC / 50 = 44 × 106  / 50 = 880 × 103 бит/с = 880 кбит/с.

 

Минимально необходимая полоса пропускания одного OFDM канала:

Δf = RN / log216 = (880 × 103) / 4 = 220 × 103 Гц = 220 кГц.

 

Шумовая полоса одного OFDM канала:

Пш = Δf × 1,1 = 220 × 103 × 1,1 = 242 × 103 Гц = 242 кГц.

 

Мощность шума:

Pш = kT ∙ Пш = 1,38 × 10-23 ∙ 296 ∙ 242 × 103 = 988,522 × 10-18 Вт = -120,05 дБ.

 

Аналоговое отношение сигнал/шум:

C/N = (Eb / N0) + 10 log(RN / Пш) = 11,3 + 10 log(880 / 242) = 16,907 дБ.

 

Чувствительность приемника:

Pпрм = Pш + Nk + C/N = -120,05 + 2 + 16,907 = -101,143 дБ.

Мощность передатчика (на один канал OFDM):

Pизл = Pпрм + Pз + LGTGR = -101,143 + 3 + 106,697 – 4 – 4 = -0,554 дБ = 1,136 мВт.

 

Суммарная мощность передатчика (с учетом 50-ти информационных и 4-ех пилотных поднесущих):

PизлСУМ = ](50 + 4) × 1,136 × 10-3[ = ]61,34 × 10-3[ = 62 мВт.

 

62 мВт < 350 мВт что с существенным запасом удовлетворяет требованиям технического задания. 62 мВт < 100 мВт что так же, с запасом, удовлетворяет требованиям законодательства РФ.

 

Данный расчет справедлив для 50% точек (по ТЗ PR = 90%). Оценим область уверенного приема в соответствии с ТЗ.

Вероятность приема в 95% точек:

χ = PR/100 = 90/100 = 0,9.

 

По таблицы функции Лапласа определяется W:

F(-W) = χ – 0,5 = 0,9 – 0,5 = 0,4,

W = -1,04

 

Тогда область радиопокрытия в 85% точек:

r85 = 10 ^ ( / 10n) × r50 = 10 ^ (-7,28 / 30) × r50 = 0,572 × 80 = 45,76 м.,

 

где σ = 7 – дисперсия по месту, n = 3 – коэффициент потерь внутри строений.

 

Полученная область уверенного приема явно не соответствует ТЗ. Для достижения необходимого значения в расчете потерь  требуется изменить расстояние r0 на:

r0 = 80 / 0,572 ≈ 140 м.

 

Тогда затухания в канале связи:

Ltotal = 20 log10(2400) + 30 log10(140) + 10 – 28 дБ = 113,988 дБ.

 

            Произведя перерасчет мощности излучения по описанным выше формулам, и в соответствии с пересчитанным затуханием в канале связи, получим, что требуемая для обеспечения PR = 90% в радиусе 400 м. мощность излучения равна:

  • для QPSK: ]67,3[ = 68 мВт;
  • для QAM-16: ]328,887[ = 329 мВт. 

Как видно, мощность излучения, для профиля передачи с увеличенной пропускной способностью (QAM-16), превышает допустимые правовыми нормами 100 мВт. Установим максимальную мощность излучения для QAM-16 равной 95 мВт. Таким образом, возможность передачи данных со скоростью 44 Мбит/с, с заданными в ТЗ условиями, будет возможна лишь на некотором расстоянии rhs таком, что rhs < 80 м. Соответственно, на расстояниях r > rhs система будет использовать только профиль передачи QPSK.

А так же, энергетический расчет показал наличие некоторого запаса по мощности излучения для профиля QPSK (до разрешенных 100 мВт), тем самым зону уверенного приема можно расширить за счет увеличения мощности излучения, но это так же увеличит энергозатраты в сети.

Таблица 3. Сравнительная таблица профилей передачи QPSK и QAM-16

Профиль

Скорость кодирования

Скорость передачи, Мбит/с

Количество бит на поднесущую

Количество бит на символ OFDM

Количество бит данных на символ OFDM

QPSK

½

22

2

100

50

QAM-16

½

44

4

200

100




 

 

 

1.6.9. Построение блок-схем алгоритмов приема/передачи сообщений физического уровня.

Исходя из всего вышесказанного, можно построить алгоритм передачи сообщения физического уровня (рис. 11). 

 

Рис. 11 – Алгоритм передачи сообщений физического уровня

 

 

Представленный алгоритм передачи (рис. 11) можно разделить на 5 этапов:

  1. Инициализация и расчет параметров передачи. На данном этапе физический уровень получает от верхних уровней информацию о виде модуляции, мощности излучения, количестве пакетов L2 для передачи и соответствующим образом производит настройку своих блоков;
  2. Формирование информационного поля сообщения ФУ. На этом этапе физический уровень производит канальное кодирование (сверточное кодирование + перемежение) и накопление поступающих пакетов L2. Затем накопленные пакеты L2 проходят квадратурную модуляцию и образуют одно информационное поле сообщения L1;
  3. Формирование служебного поля сообщения ФУ. Этот этап заключается в формировании, сверточном кодировании и квадратурной модуляции служебного поля, состоящего из профиля передачи и значения количества пакетов L2 в сообщении L1;
  4. Этап формирования OFDM-символов. На данном этапе происходит процесс OFDM-модуляции, на основе полученных в предыдущих этапах (2-ом и 3-м) IQ-символов;
  5. Этап окончательной сборки сообщения и передачи. В ходе выполнения этого этапа формируются символы преамбулы, к которым затем присоединяется служебное и информационное поля. После этих преобразований, окончательно сформированное сообщение физического уровня усиливается и излучается в радиоканал.

 

Список используемой литературы:

1.Бакке А. В. "Лекции по курсу: Системы и сети связи с подвижными объектами"

2. http://omoled.ru/publications/view/840

3. Б.Скляр "Цифровая связь"

     4. Постановление Правительства Российской Федерации от 25 июля 2007 г. № 476 ("О внесении изменений в постановление    Правительства Российской Федерации от 12 октября 2004 г. № 539 "О порядке регистрации радиоэлектронных средств и высокочастотных устройств").