Рассмотрим структуру сообщения CCH. Данное сообщение содержит поля адрес отправителя(2 бита – все время один и тот же) и получателя (система рассчитана на 10 терминалов), идентификатор типа сообщения, информационную часть и CRC (16 бит). Структура сообщения представлена на рисунке 4.

Рис 4. Структура сообщения CCH

     Сообщение DCH может иметь разную размерность информационной части, так как в направлении «Т-УУ» передается уведомление о готовности к передаче (или же запросы ARQ). А в направлении «УУ-Т» – команды управления (или же запросы ARQ), остаток информационной части заполняется битами заполнения - 0. Для того чтобы можно было понять где кончается информационная часть и начинаются биты заполнения, после полей АП и P размерности которых не меняются (то есть после 5 бит для направления УУ-Т или же 3 бит) вводится поле отражающее количество информационных битов (если информационная часть полностью заполнена – поле отсутствует). Также данное сообщение будет содержать поле CRC размерностью 16 бит. Структура сообщения представлена на рисунке 5 и 6.

Рис 5. Структура сообщения DCH (УУ-Т)

Рис 6. Структура сообщения DCH (Т-УУ)

     Рассмотрим структуру сообщения TCH. Данное сообщение будет содержать в себе однобитовый флаг P и контрольную сумму CRC, размерностью 16 бит. Также будет содержать поле номера фрагмента сообщения информационного трафика NP размерностью 3 бита и поле CRC. 108 бит будет занимать информационное поле. Таким образом, сообщение TCH представлено на рисунке 7.

Рис 7. Структура сообщения TCH

3.9.    Разработка функциональной схемы L2 уровня.

     Рассмотрим функциональную схему передающего тракта L2 уровня. Когда сообщение поступает на L2 уровень, осуществляется сборка пакета (если поступило сообщение трафика - оно фрагментируется). К сообщению добавляются поля P и поля NP (если сообщение CCH или DCH, то еще добавится адрес отправителя и адрес получателя). Далее будет формироваться контрольная сумма CRC. После чего сообщение канального уровня передаётся на L1 уровень. Передающий тракт представлен на рисунке 8.

Рис 8. Передающий тракт L2

     Рассмотрим функциональную схему L2 уровня принимающего тракта. У сообщений сначала будет осуществляться проверка целостности - проверка CRC. Далее будет произведена разборка сообщения L2 уровня, после чего данные сообщение отправятся либо на служебный уровень, либо будут обрабатываться далее с целью передачи аудио потока на микшерный пульт. Таким образом, функциональная схема принимающего тракта L2 уровня примет следующий вид. (рис.9).

Рис 9. Принимающий тракт L2

Часть 4

4. Разработка физического уровня (L1). Реализация необходимых уровню L2 физических ресурсов.

4.1. Обоснование характеристик требуемых физических ресурсов (пропускная способность, качество доставки).

     В 3 части работы было произведено разделение пропускной способности между логическими каналами в процентном соотношении, исходя из этого, получим пропускную способность, выраженную в кбит/с. В первой части работы было сказано, что скорость передачи аудио трафика составит 256 кбит/с и это составляет 84% пропускной способности, тогда общая скорость составит 304 кбит/с. На канал BCCH отводится 2% пропускной способности, тогда скорость передачи будет равна 5 кбит/с. На CCH отводится 1%, на DCH – 10%, тогда скорости передачи данных для данных каналов будут составлять соответственно: 330 кбит/с.

4.2.        Обоснованный выбор частотного диапазона (на основании документов ГКРЧ); аргументированный выбор модели оценки потерь распространения радиоволн, расчет уровня потерь.

В решении ГКРЧ при Минкомсвязи РФ от 15.07.2010 № 10- 07-01 «О выделении полос радиочастот для радиоэлектронных средств любительской и любительской спутниковой служб» сказано, что полосы радиочастот 135,7-137,8 кГц, 1810-2000 кГц, 3500-3650 кГц, 3650-3800 кГц, 7000-7200 кГц, 10100-10150 кГц, 14000-14350 кГц, 18068-18168 кГц, 21000-21450 кГц, 24890-24990 кГц, 28000-29700 кГц, 144-146 МГц, 430-440 МГц, 1260-1300 МГц, 5650-5670 МГц, 5725-5850 МГц, 10-10,5 ГГц, 24-24,05 ГГц, 24,05-24,25 ГГц, 47-47,2 ГГц, 76-77,5 ГГц, 77,5-78 ГГц, 122,25-123 ГГц, 134-136 ГГц, 136-141 ГГц, 241-248 ГГц, 248-250 ГГц предназначены для разработки, модернизации и производства юридическими и физическими лицами РЭС любительской служб. В соответствии с данным документом мною будет выбрана полоса частот 430-440 МГц с несущей частотой 435 МГц.

Оценка уровня потерь будет произведена путем использования модели Окамуры-Хата, так как данная модель применима в данном диапазоне частот и адаптирована под тип местности указанный в техническом задании (городская застройка).

Используя данную модель можно рассчитать потери при распространении радиоволн для городской застройки по формуле (1):

L_город =69.55 +26.16lg(f)-13.82lg(h_БС)-α(h_AC)+(44.9 – 6.55lg(h_БС))*lg(R)  (1).

В данной формуле:

f – несущая частота (435 МГц).

R - радиус зоны обслуживания, которая в соответствии с техническим заданием равна  300 м = 0.3 км.

h_БС - высота антенны УУ (0.5м).

h_AC - высота антенны терминала (0.1м).

α(h_AC) – поправочный коэффициент для терминала.

Рассчитаем поправочный коэффициент по формуле (2):

α (h_AС) = 3.2lg(11.75* h_AC)² – 4.97  (2).

α (h_AС) = 3.2(lg(11.75*0.1))² – 4.97 = - 4.95.

Теперь становится возможным произвести расчет потерь по формуле (1):

L_город = 69.55 + 26.16lg(435) – 13.82lg(0.5) + 4.95 + (44.9 – 6.55lg(0.5)) *lg(0.3)=123 (дБ).

С учетом выбранных параметров и выбранной модели расчета был рассчитан уровень потерь на границе зоны радио покрытия для городской застройки в частотном диапазоне 430-440 МГц с несущей частотой 435 МГц.

4.3. Обоснование выбора мер по обеспечению синхронизации и по защите приема от многолучевости и помех в канале связи. При необходимости, проработка профилей физического уровня и сценария их выбора (п.2.5). Оценка требуемой избыточности, вносимой указанными факторами.

В рамках данной курсовой работы будет использоваться для борьбы с многолучевостью технология OFDM в соответствии с техническим заданием. Данная технология позволяет эффективно бороться с возникающей в следствии многолучевости межсимвольной интерференцией (МСИ) и замираниями. При использовании технологии OFDM центры поднесущих частот размещены так, что пик каждого последующего сигнала совпадает с нулевым значением предыдущего, то есть технология позволяет распределять поток передаваемых данных по множеству частотных ортогональных каналов (Рис. 10), такое размещение позволяет более эффективно использовать доступную полосу частот.

Рис 10. Частотные ортогональные каналы.

Применение технологии OFDM позволяет избежать в реализуемой системе применение дорогостоящих и сложных адаптивных фильтров-эквалайзеров, недостатком которых является необходимость в резервировании широкой полосы частот, что в условиях загруженности радиочастотного ресурса усложняет выбор частоты несущего колебания и повышает стоимость лицензии на использование радиочастотного ресурса.

Помехи, которые могут образоваться в канале связи, приводят к ошибкам при передаче, поэтому возникает необходимость в использовании помехоустойчивого кодирования. В реализуемой системе целесообразно применение сверточного кодирования. Сверточное кодирование вносит, для безошибочного приема сообщения, необходимую избыточность в передаваемое сообщение. Вносимая избыточность будет определяться скоростью сверточного кодирования (отношение числа бит на входе кодера к числу бит на его выходе для данной входной последовательности). В данной работе будет предполагаться использование сверточного кодирования со скоростью 1/2 и 1/3.

Также в данной работе будет использоваться два вида модуляции BPSK и QAM-16. BPSK передает один бит на символ, соответственно, будет обладать меньшей скоростью передачи и меньшей вероятностью битовой ошибки. QAM-16 передает четыре бита на символ и тем самым будет обладать большей скоростью передачи, но большей вероятностью битовой ошибки.

Исходя из всего выше сказанного, можно сказать, что в реализуемой системе будет два профиля работы -  профиль 0 и профиль 1. Профиль 0 включает в себя использование полускоростного сверточного кодирования и модуляцию BPSK. Профиль 1 будет включать в себя использование сверточного кодирования со скоростью 1/3  и модуляцию QAM-16. Смена профилей будет регулироваться службой контроля качества соединения. Принцип смены профилей будет основываться на отношении сигнал/шум (ОСШ). При превышении порогового значение ОСШ будет осуществлен переход на профиль 1.

4.4.        Оценка пропускной способности физического канала с учетом избыточности, вносимой на L1 уровне.

     Как было сказано ранее, будет использоваться сверточное кодирование, вносящее необходимую избыточность в передаваемое сообщение. При использовании сверточного кодирования со скоростью 1/3 (профиль 1), вносимая избыточность составит 128*3=384 бит, следовательно скорость передачи потребуется увеличить в 3 раза. При использовании сверточного кодирования со скоростью 1/2 (профиль 0), вносимая избыточность составит 128*2=256 бит, следовательно скорость передачи потребуется увеличить в 2 раза.

Таким образом, с учетом вносимой избыточности при полускоростном сверточном помехоустойчивом кодировании пропускная способность увеличивается с 304 кбит/с и составит 608 кбит/с, а при использовании сверточного кодирования со скоростью 1/3 пропускная способность составит 912 кбит/с.

Для QAM-16 модуляции одна поднесущая OFDM символа будет переносить 4 бит информации, соответственно потребуется 32 поднесущих. Поскольку OFDM технологии предполагает также наличие защитных интервалов и пилот-сигналов, то потребуется еще 32 поднесущих. Таким образом, один OFDM символ будет состоять из 64 поднесущих. Модуляция QAM-16 применяется в профиле 1, в котором используется сверточное кодирование со скоростью 1/3, поэтому для передачи одного пакета данных потребуется 3 OFDM символа.

Для BPSK модуляции одна поднесущая OFDM символа будет переносить 1 бит информации, соответственно потребуется 128 поднесущих. Также как и для модуляции QAM-16 потребуется 32 поднесущих для защитных интервалов и пилот-сигналов. Таким образом, один OFDM символ будет состоять из 160 поднесущих. Модуляция BPSK применяется в профиле 0, в котором используется полускоростное сверточное кодирование, поэтому для передачи одного пакета данных потребуется 2 OFDM символа.

Структура OFDM символа будет состоять из информационных полей (ИП), защитных интервалов (ЗИ) и пилот-сигналов (ПС) (рис. 11).

Рис. 11. Структура OFDM символа.

4.5.        Расчет отношения сигнал/шум, требуемого для обеспечения необходимого качества приема без помехоустойчивого кодирования. Обоснованный выбор метода и скорости помехоустойчивого кодирования, расчет эффективности кодирования, пояснение влияния выбора на структуру пакета L1 уровня. Повторный расчет отношения сигнал/шум с учетом метода помехоустойчивого кодирования. Окончательная оценка требуемой полосы частот.

     По техническому заданию необходимо обеспечить вероятность ошибки на бит P_b = 10^-7. Для определения ОСШ, требуемого для обеспечения заданной вероятности ошибки, используем инструмент bertool, входящий в состав Matlab.

Рис. 12. Зависимость вероятностей битовой ошибки от ОСШ для BPSK и QAM-16 без помехоустойчивого кодирования.

     По рисунку 12 можно определить значение ОСШ, при котором обеспечивается, заданная в техническом задании вероятность ошибки на бит. Для модуляции BPSK данное значение ОСШ равно 11.3 дБ, а для модуляции QAM-16 такое значение ОСШ равно 15.2 дБ.

     Как было сказано ранее помехоустойчивое кодирование будет реализовано на использовании сверточного кодирования. Изобразим же графики отношения вероятности битовой ошибки от ОСШ при использовании сверточного кодирования для двух видов модуляции BPSK и QAM-16 (Рис. 13).

Рис. 13. Зависимость вероятностей битовой ошибки от ОСШ для BPSK и QAM-16 с помехоустойчивым кодированием.

     По рисунку 13 можно определить значение ОСШ, при котором обеспечивается, заданная в техническом задании вероятность ошибки на бит при использовании помехоустойчивого кодирования. Для модуляции BPSK данное значение ОСШ равно 7.7 дБ, а для модуляции QAM-16 такое значение ОСШ равно 11.3 дБ. 

     Таким образом, выигрыш при использовании помехоустойчивого кодирования при модуляции BPSK составляет 3.6 дБ, а при использовании модуляции QAM-16 составляет 3.9 дБ. Для большей наглядности изобразим четыре графика в одной плоскости (Рис. 14), а полученные значения для наглядности занесем в таблицу (Таблица 2). 

Рис. 14. Зависимость вероятностей битовой ошибки от ОСШ для BPSK и QAM-16 с помехоустойчивым кодированием и без помехоустойчивого кодирования.

Таблица 2. Требуемое ОСШ при заданной вероятности битовой ошибки

4.6.        Определение структуры и расчет размерности полей пакетов L1 уровня.

     На следующем рисунке изображена структура пакета L1 уровня. С уровня L2 поступает пакет размерностью 128 бит, на L1 уровне происходит добавление преамбулы, которая берет на себя функции частотной и временной синхронизации. Размерность данной преамбулы будет составлять 8 OFDM символов. В служебное поле (СП) закладывается информация о типе модуляции (профиль 0,1), размерность данного поля будет составлять всего один OFDM символ. Последнее поле является битами заполнения, которые необходимы для приведения размерности пакета  к кратности 2^k. В данном случае:k – позиционность модуляции.

Рис. 15. Структура сообщения L1 уровня

4.7.        Оценка уровня мощности передачи с учетом необходимого запаса мощности сигнала для его уверенного приема с вероятностью PR% на границе радиопокрытия, оценка размера зоны радиопокрытия.

Произведем оценку уровня мощности передачи с учетом необходимого запаса мощности сигнала для его уверенного приема с вероятностью PR=80% на границе радиопокрытия.

Для профиля 0:

Рассчитаем эффективную полосу по формуле(3):

Δf =R/log 2 (M) (3)

Δf = 608 кГц + защитный интервал OFDM(примем 5%) = 638.4 кГц.

Рассчитаем шумовую полосу приемника по формуле (4):

Δf_ш = 1,1* Δf (4).

Δf_ш = 669.24 кГц.

Рассчитаем мощность шума на входе приемника по формуле (5):

P_ш = k*T* Δf_ш (5).

где k = 1,23*10 -23 Дж/К – постоянная Больцмана; T=295 К – шумовая

температура.

P_ш = 242.84*10 -17 Вт= -146.15 дБВт.

Рассчитаем чувствительность приемника:

P_прм= P_ш + N_к + SNR (6).

E_b /N₀= 7.7 дБ, то по формуле (7) рассчитаем SNR:

SNR = E_b /N₀+10*lоg(Δf/Δf_ш) (7).

SNR = 11.28 дБ (с учетом запаса в 4дБ).

Коэффициент шума первых каскадов приемника примем равным N к = 2 дБ,

тогда по формуле (6) рассчитаем чувствительность приемника:

P_прм = P_ш + N_к + SNR = -146.15+ 2 + 11.28 = - 132.87 дБ.

Рассчитаем мощность излучения подвижного объекта по формуле (8):

P_изл = P_прм + L – G_t – G_r (8).

L = 123 дБ – рассчитано в п.4.2.

G t = 1.5 дБ – КНД передающей антенны.

G r = 1.5 дБ – КНД приемной антенны.

P_изл = - 130.87 + 123 -3 = -12.87 дБ = 0.051 Вт.

В результате было получено расчетное значение мощности, которое удовлетворяет указанному в задании к курсовой работе условию: Pизл < 0.1 Вт.

Для профиля 1:

Рассчитаем эффективную полосу по формуле(3):

Δf = 456 кГц + защитный интервал OFDM(примем 5%) = 478.8 кГц.

Рассчитаем шумовую полосу приемника по формуле (4):

Δf_ш = 526.68 кГц.

Рассчитаем мощность шума на входе приемника по формуле (5):

P_ш = 191.1*10 -17 Вт= -147.19 дБВт.

Рассчитаем чувствительность приемника:

P_прм= P_ш + N_к + SNR (6).

E_b /N₀= 11.3 дБ, то по формуле (7) рассчитаем SNR:

SNR = E_b /N₀+10*lоg(Δf/Δf_ш) (7).

SNR = 14.89 дБ (с учетом запаса в 4дБ).

Коэффициент шума первых каскадов приемника примем равным N к = 2 дБ,

тогда по формуле (6) рассчитаем чувствительность приемника:

P_прм = P_ш + N_к + SNR = -147.19+ 2 + 14.89 = - 130.3 дБ.

Рассчитаем мощность излучения подвижного объекта по формуле (8):

P_изл = P_прм + L – G_t – G_r (8).

L = 123 дБ – рассчитано в п.4.2.

G t = 1.5 дБ – КНД передающей антенны.

G r = 1.5 дБ – КНД приемной антенны.

P_изл = - 130.3 + 123 -3 = -10.3 дБ = 0.093 Вт.

В результате было получено расчетное значение мощности, которое удовлетворяет указанному в задании к курсовой работе условию: Pизл < 0.1 Вт.

Рассчитаем вероятность выполнения условий уверенного приема:

X₈₀=80/100=0.8.

По таблице функций Лапласа вычислим аргумент при котором:

X₈₀ - 0.5=F(-W).

F(-W₇₀)=x₈₀-0.5=0.3.

W₈₀= -0.84.

Так как анализируемая система будет функционировать в условиях пригорода или сельской местности, примем σ = 5 и n = 3.

Определим радиус зоны радиопокрытия (PR=80%):

r₈₀=10^((W₈₀*σ)/(10*n))*r₅₀ (11).

r₈₀=10^((-0.84*5)/(10*3))*0.3= 217 м.

4.8. Разработка и описание функциональной схемы L1 уровня.

     Разработаем функциональную схему. Рассмотрим сначала передающий тракт. Сперва, сообщение будет подвергаться сверточному кодированию (со скоростью 1/2 или 1/3). Далее будет осуществлять перемежение, предназначенное для борьбы с пакетными ошибками. После чего будет выполнена соответствующая модуляция BPSK или QAM-16. Далее производится формирование OFDM символов. После чего будет произведена сборка пакетов и отправка по радиоканал. 

     Рассмотрим принимающий тракт. На самом первом этапе будет осуществляться частотная и временная синхронизация. Затем будет производиться выделение OFDM символов и преамбулы. После чего осуществится демодуляция и деперемежение. Последним этапом будет являться сверточное декодирование. На основании выше сказанного изобразим функциональную схему L1 уровня (рис. 16).

Рис. 16. Функциональная схема L1 уровня