1.4. Обоснование  и  подробное  описание  задач, выполняемых  на  физическом  уровне. Проработка  вопросов, связанных с обеспечением синхронизации сетевых устройств на физическом уровне. Обоснование структуры полей пакета физического уровня

 

        Физический уровень  - нижний уровень модели, основная задача которого – достоверная передача потока битов, поступающего с верхнего, канального уровня, посредствам радиоканала физическому уровню другого узла сети [1]. На физическом уровне могут быть реализованы любые технические решения, направленные на повышение достоверности приема битов. В данной системе физический уровень предназначен для передачи данных в направлении терминал-точка и точка-терминал. Определим функции, которые должен решать физический уровень для выполнения своей основной задачи:

 

  • модуляция (демодуляция) – заключается в переносе сигнала на несущую радиочастоту для передачи по радиоканалу;
  • синхронизация – обеспечение временной и частотной синхронизации всех узлов сети.
        Радиоканал, в отличие от проводного канала связи, крайне сильно подвержен помехам и затуханиям, что ведет к возникновению ошибок в передаваемых сообщениях. Следовательно, требуется алгоритм снижающий влияние канала связи и уменьшающий вероятность битовой ошибки при передаче:

 

  • компенсация влияния АЧХ канала связи с помощью фильтра-эквалайзера в приемном тракте терминала;
  • сверточное кодирование (декодирование) – разновидность корректирующих кодов, целью которых является обнаружение или (и) исправление ошибок. При передаче к сообщению специальным образом  добавляется избыточность, которая используется для исправления ошибок при приеме.
        Для передачи радиволн, особенно в системах подвижной связи, характерен эффект многолучевого распространения волн. В качестве мер по защите от этого эффекта выбраны (подробнее в п 1.4.1):

 

  • OFDM-модуляция (демодуляция);
  • перемежение (деперемежение).
        Для оптимизации работы сети, в отношении передачи данных и выполнения задач энергосбережения в функции физического уровня должна входить:

 

  • поддержка и реализация разных профилей передачи, выбираемых в зависимости от помеховой обстановки. В разрабатываемой сети предполагается использование двух профилей передачи данных: профиль QAM-16 (базовая скорость передачи данных) и профиль QAM-64 (увеличенная скорость передачи данных);
  • регулировка мощности излучения до минимально необходимого уровня (требуется для повышения энергоэффективности системы);
  • проведение радиоизмерений – оценка параметров канала связи и измерение параметров принятого сигнала – требуется для выбора профилей передачи и регулировки мощности. Следует уточнить, что физический уровень является лишь исполнителем радиоизмерений, а управлением и обработкой результатов занимаются вышестоящие уровни.

1.4.1. Анализ и обоснованный выбор мер по защите физического уровня от многолучевости

 

        Многолучевость [7] возникает в том случае, если радиоволны приходят в точку приема, отразившись от различных препятствий на пути распространения. Из-за различия в длине пути эти радиоволны приходят с различным запаздыванием. В результате, если сигналы, пришедшие по разным путям, перекрываются, то между ними возникает интерференция, которая может привести к замираниям результирующего сигнала. В конечном счете, многолучевое распространение сильно увеличивает вероятность битовой ошибки, что ведет к потерям передаваемых данных. 
        Существуют различные методы борьбы с последствиями многолучевого распространения сигнала. В нашей работе для этих целей будет использоваться технологии мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов OFDM [7] и перемежения потока битов. 
        В технологии OFDM (рис. 1) частотный диапазон разбивается равномерно между поднесущими (дополнительные несущие), количество которых может доходить до нескольких тысяч. Каждому передаваемому потоку назначается несколько таких поднесущих, т.е. каждый поток разбивается на N поднесущих, которые ортогональны между собой. Для борьбы с помехами в OFDM включён защитный интервал (рис. 1). Это возможно сделать, т.к. быстрый поток данных делится между поднесущими, на каждой из которых скорость подпотока меньше первоначальной. За счёт этого можно выделить отрезок времени, который будет защищать основной сигнал от помех. Обычно в качестве защитного интервала используют так называемый циклический префикс, являющийся копией окончания сигнала размещённой впереди. Это позволяет сохранить ортогональность. Чем дольше защитный интервал, тем в более сложных условиях может передаваться OFDM сигнал. Длительность этого защитного интервала может составлять 1/4, 1/8, 1/16 или 1/32 от длительности OFDM символа. На рисунке поясняется принцип использования временного защитного интервала.

Рис. 1 – Роль защитного интервала в OFDM

        Ортогональность поднесущих позволяет системам хорошо справляться с узкополосными помехами, которые могут подавить часть поднесущих. Благодаря корректирующим кодам информацию можно извлечь из неповреждённых поднесущих. OFDM-модуляция реализовывается с помощью цифровых методов обработки сигналов. В основе подхода лежит преобразование Фурье, а точнее алгоритм быстрого преобразования Фурье. Синтетическим методом создаётся спектр сигнала, из которого обратным быстрым преобразованием Фурье (IFFT) получается аналоговый сигнал. Спектр такого сигнала уже состоит из ортогональных поднесущих, этот факт получается по определению преобразования Фурье. 
        Непосредственное формирование сигнала после цифрового синтеза, который затем передаётся в антенну для излучения, происходит аналогично схеме QAM модуляции. В отдельности формируются квадратурные сигналы как мнимая и реальная часть синтезируемого сложного сигнала, а затем происходит его «сборка» и передача в антенну. 
        В виду того, что алгоритм FFT/IFTT работает эффективно c выборками размерности кратными степеням двойки, то количество поднесущих в OFDM используется аналогичной кратности.

 

 

Рис. 2 – Суть перемежения

Как было сказано в п. 1.4 для повышения помехоустойчивости системы в ней предполагается использование сверточного кодирования, исправляющего ошибки приема. Однако, в многолучевых каналах связи, из-за возникающих замираний, появляются пакеты ошибок, которые невозможно исправить обычным сверточным кодированием (п. 1.4. и 1.4.3). 

Для борьбы с замираниями и возникновением связанных с ними пакетов ошибок служит процедура перемежения. Она состоит в перестановке символов кодированной последовательности до ее модуляции и восстановлении исходной последовательности после демодуляции. Перестановка позволяет так разнести рядом стоящие символы, чтобы они оказались разделены группой других символов, передаваемых в том же блоке данных. В этом случае поток ошибок приближается к статистически независимому, такие ошибки легче обнаруживать и исправлять сверточным кодированием. Следует отметить, что данная операция не вносит избыточности, а только изменяет порядок следования символов или бит.

Например, вместо последовательности битов (указаны номера битов, а не их значение) «1, 2, 3, 4, 5, 6 …» создается последовательность: «5, 3, 6, 1, 4, 2 …». После перемежения полученная последовательность подвергается дальнейшим преобразованиям, как и обычный цифровой сигнал. После приема сигнала последовательность подвергается обратной перестановке, чтобы получить исходный сигнал. В случае, если на сигнал будет воздействовать пачечная помеха, например, на подряд идущие биты 3, 6 и 1, то после восстановления исходного потока эти биты окажутся не рядом стоящими и к ним уже можно будет применить стандартные алгоритмы защиты от ошибок. Описанный пример схематично отображен на рисунке 2. Очевидно, что чем меньше отрезок сигнала, т.е. чем короче кадр по времени будет подвержен перемежению, тем более коротким пакетным ошибкам он может противостоять. Однако чем более длительный отрезок сигнала будет вовлечен в перемежение, тем больше это потребует производственных возможностей и может потребовать дополнительных временных затрат и привести к задержкам сигнала. Перемежению будет подвергаться весь пакет L2.

1.4.2. Пояснение способа реализации проведения радиоизмерений на физическом уровне

 

      Радиоизмерения проводятся при помощи преамбулы кадра физического уровня и пилот-сигналов, равномерно распределенных по поднесущим OFDM.

Результаты измерений включают в себя 3 пункта:

  • мощность сигнала;
  • передаточная функция канала;
  • сигнально-кодовое созвездие принятого сигнала.

    Результаты измерений мощности сигнала доступны без какого-либо знания пилот-сигналов или типов модуляции. Результаты получаются путем прямого измерения мощности принимаемого сигнала (в дБм).

     Передаточная функция канала определяется на известных позициях пилот-сигналов и, с помощью использования интерполяции, получается вектор полной частотной характеристики для всех поднесущих. На основе полученной передаточной функции происходит настройка фильтра-эквалайзера, который производит компенсирование неравномерности АЧХ канала связи. Обратное БПФ от передаточной функции канала возвращает кривую импульсной характеристики. Импульсная характеристика отображается вместе с пределами защитного интервала, так что имеется возможность установления факта утечки в полезную часть БПФ, вызывающего межсимвольную интерференцию. На основе анализа дисперсии различных символов сигнально-кодового созвездия можно оценить отношение сигнал-шум и выбрать соответствующий профиль передачи. Чем больше дисперсия символа, тем меньше ОСШ и наоборот. В случае, если измеренные параметры обеспечивают необходимое качество передачи, точка доступа переключается на профиль передачи с повышенной скоростью (QAM-64).

 

1.4.3. Проработка структуры радиоинтерфейса L1-уровня, обеспечивающего двусторонний обмен пакетами физического уровня. Проработка профилей физического уровня и сценария их выбора. Определение типов пакетов физического уровня, обоснование структуры полей пакетов каждого типа, оценка размеров полей

                
            Исходя из пункта 1.4 и 1.4.1, предлагается следующая структурная схема радиоинтерфейса (рис. 3). Обеспечение двустороннего обмена пакетами физического обмена достигается использованием двух трактов: приема и передачи. Назначение блоков структурной схемы совпадает с описанием аналогичных задач физического уровня (п. 1.4).  

 

Рис. 3 – Структурная схема радиоинтерфейса

        А так же, исходя из задач физического уровня, можно представить структурную схему кадра L1 (рис. 4), представляющую собой последовательность символов OFDM. Сообщение физического уровня состоит из нескольких полей: преамбулы, служебного поля и поля данных. 

 

Рис. 4 – Кадр физического уровня

 

Преамбула предназначена для временной и частотной синхронизации, а также для работы подсистемы радиоизмерений. В преамбуле использованы 10 «укороченных» по времени и 2 полных OFDM символов.

Сервисное поле содержит номер используемого профиля передачи (1 бит), поле указывающее на длину передаваемого сообщения (6 бит). Всего поле содержит 7 бит. Оно подвергается сверточному кодированию со скоростью ½ (размер поля становиться равным 14 бит), перемежению и передается посредством одного OFDM символа.

Поле данных необходимо для непосредственной передачи данных и исправления ошибок в процессе передачи. Поле данных содержит закодированный и перемеженный со скоростью ½ пакет L2 объемом 600 бит (300 до перемежения), в случае передачи пакета трафика и 240 (120) бит в случае служебного сообщения.  В целях упрощения, на рисунке 4 отображена лишь одна информационная часть. Однако для уменьшения времени передачи в один кадр могут быть включены несколько информационных частей (несколько пакетов L2). Количество передаваемых пакетов, как уже было сказано, указывается в составе служебного поля (рис. 4).

Количество бит на символ различно в зависимости от выбранного профиля:

  • для QAM-16: 4 бита на символ;
  • для QAM-64: 6 бит на символ.

Поле служебной информации и преамбула модулируются QAM-16 с целью повышения помехоустойчивости. Модуляция последующих символов зависит от содержания служебного поля.

Зададим количество поднесущих равное 26 = 64. Распределим их следующим образом (рис. 5):

  • 50 поднесущих содержат информацию;
  • по 4 поднесущим передается пилот-сигнал для проведения радиоизмерений;
  • 10 поднесущих являются защитными интервалами, по краям OFDM-символа;

Рис. 5 – Структура поднесущих OFDM

Увеличение количества поднесущих положительно сказывается на помехоустойчивости передачи, однако увеличивает и сложность реализации такой системы. Так же, из-за того что для формирования OFDM-сигнала используется ДПФ желательно чтобы число поднесущих было кратно степени двойки, тогда вместо ДПФ можно использовать его более эффективный аналог – БПФ.

Соответственно, для QAM-16 информационная часть будет состоять из 600/4 = 150 символов, а для QAM-64 из 600/6 = 100 символов. Наименьший общий делитель 150 и 100 число 50. Следовательно, при передаче каждой поднесущей одного символа модуляции, для оптимальной передачи пакетов трафика (без заполнения OFDM-символов незначащими символами модуляции) количество информационных поднесущих должно равняться 50. Тогда, для QAM-16 пакет трафика будет передаваться ровно 3-мя OFDM-символами, а для QAM-64 2-мя OFDM-символами. В случае передачи служебных, в т.ч. широковещательных, сообщений для QAM-16 информационная часть будет состоять из 240/4 = 60 символов, а для QAM-64 из 240/6 = 40 символов. Они будут передаваться 2-мя (с добавлением 50*2 – 60 = 40 незначащих символов) и 1-им (с добавлением 50 – 40 = 10 незначащих символов)  OFDM-символами соответственно.

Сводная таблица проработки профилей передачи будет представлена ниже, после расчета обоих профилей в п. 1.4.8, таблица 3.

Выбор того или иного профиля осуществляется точкой доступа на основании результатов работы подсистемы радиоизмерений (п. 1.4.2). По умолчанию устанавливается профиль с низкой скоростью и высокой помехозащищенностью передачи данных – QAM-16. Подсистема радиоизмерений осуществляет измерение мощности на входе приемника в каждом подканале, в котором осуществляется передача сообщений, а так же дисперсию символов СКС принятого сообщения. Результаты измерения направляются в блок управления, где происходит их анализ. При выявлении улучшения или ухудшения качества КС, уровень принятия решений формирует команду на смену профиля функционирования.

1.4.4. Пояснение способа обеспечения частотной и временной синхронизации

 

OFDM-сигнал можно представить в виде частотно-временной матрицы Rl,k, на которой по горизонтали отложены OFDM-символы l, а по вертикали - поднесущие OFDM-символов k (рис. 6).

  

 

Рис. 6 – Частотно-временная матрица OFDM-сигнала (синим, показаны ожидаемые позиции, красным - принятые)

 

Для формирования и выделения ортогональных поднесущих в OFDM-системах используется пара преобразований Фурье [11]. Для минимизации влияния эффектов межсимвольной интерференции между отдельными символами вводятся паузы - защитные интервалы. На приемной стороне изначально не известен момент прихода очередного символа. Кроме того, во избежание потери ортогональности поднесущих при демодуляции, требуется точное фазовое и частотное согласование приемника и передатчика во всей полосе принимаемых сигналов. Фазовое и частотное рассогласование обусловлено разбросом и нестабильностью частот опорных генераторов передатчика и приемника при переносе спектра и доплеровским сдвигом (в подвижной связи). Влияние ошибок синхронизации возрастает с ростом числа поднесущих. Поэтому для минимизации фазовых искажений сигнала на приемной стороне, а, следовательно, вероятности ошибки при демодуляции, в OFDM-системах необходима как временная, так и частотная синхронизация. Во временной и частотной областях OFDM–символы представлены дискретными отсчетами; благодаря технической сложности выполнения быстрого преобразования Фурье больших размерностей, количество отсчетов на символ совпадает с количеством поднесущих.

Специальных каналов для частотной подстройки и временной синхронизации, необходимые для синхронизации ТД и терминалов не требуется. Это объясняется тем, что в разрабатываемой радиосети будет использоваться технология OFDM, в этой технологии предусмотрены специальные поля, выполняющие функцию синхронизации: преамбула, циклический префикс и пилот-сигналы.

Синхронизация начинается с обнаружения пакета импульсов, при котором, исходя из порога по мощности, из сигнала извлекаются область передачи. На следующем этапе (синхронизации по времени) для нахождения оптимальной точки начала БПФ используется синхронизация с помощью преамбулы. Эта процедура основывается на основе поиска максимума корреляционной функции - определяется корреляция между последовательными блоками в структуре повторяющейся преамбулы. Данный метод дополнительно возвращает оценку дробного смещения частоты за счет оценивания фазы максимума корреляции. Найденное смещение частоты должно быть скомпенсировано перед выполнением БПФ для исключения взаимных помех между несущими.

После выполнения БПФ для каждого имеющегося OFDM-символа становится доступна частотно-временная матрица Rl,k с индексом символа l и индексом поднесущей k. Следующий этап (кадровой синхронизации) определяет начало кадра в пределах данной матрицы и смещение частоты несущей. Данная процедура выполняется путем двумерной корреляции матрицы Rl,k с известной пилотной матрицей (рис. 7).

Блок оценки по пилот-сигналам в тракте обработки сигнала использует предварительно заданные пилотные ячейки для оценки параметров и последующей компенсации искажений сигнала. На первом этапе производится оценка максимального правдоподобия оставшегося отклонения частоты и сдвига тактовой частоты. Отклонение частоты приводит к смещению фазы, линейно возрастающему со временем, а сдвиг тактовой частоты вносит дополнительное отклонение фазы, линейно возрастающее с частотой. Модуль оценки определяет наиболее вероятные параметры, приводящие к смещениям фазы, наблюдаемым на пилотных ячейках. Результирующие значения смещения компенсируются в частотной области путем повторного поворота фазы матрицы Rl,k. Однако для сильных смещений тактовой частоты может потребоваться передискретизация принятого сигнала во временной области и повторение этапа БПФ.

Хотя и предполагается, что канал является стационарным, общее отклонение фазы и вариации уровня мощности оцениваются посимвольно по всему кадру. При этом учитываются эффекты установления генераторов и усилителей мощности. Все вычисленные искажения полностью компенсируются с целью получения оптимального сигнала для следующей стадии детектирования модуляции и распознавания данных.

Для компенсации временного рассогласования требуется сдвинуть временную шкалу приемника на величину временного согласования, тем самым совместив временные оси приемника и передатчика. Для компенсации частотного рассогласования требуется наличие в приемнике контролируемого осциллятора, изменяя выходную частоту которого возможно скомпенсировать смещение частоты.

 

Рис. 7 – Частотно-временная матрица OFDM-сигнала (синим, показаны ожидаемые позиции, красным - принятые)

 

1.4.5. Оценка пропускной способности физического канала связи с учетом избыточности, вносимой на L1-уровне. Оценка требуемых частотных ресурсов

 

    Оценка пропускной способности производилась в пункте 1.3.8. В ней были учтены затраты на сверточное кодирование, синхронизацию, защитные интервалы и др. Пропускная способность не требует дополнительной переоценки и составляет 22 Мбит/с.

 

На основании полученного значения оценим минимально необходимую полосу частот. Для QAM-16, минимально необходимая (эффективная) полоса сигнала:

 Δf = R / log2n = 22 × 106 / 4 = 5,5 МГц,

где: R – скорость передачи бит/с, n – кратность модуляции.

 

Из условия одинаковой скорости кодирования и постоянства занимаемой полосы частот найдем скорость передачи для QAM-64:

R = Δf log2n = 5,5 × 6 × 106 = 33 Мбит/с,

где: Δf – эффективная полоса сигнала для QAM-16, n – кратность модуляции.

 

1.4.6. Обоснованный  выбор  частотного  диапазона (на  основании  документов  ГКРЧ); аргументированный выбор модели оценки потерь при распространении радиоволн выбранного диапазона, расчет уровня потерь

 

На основании Постановления Правительства Российской Федерации от 25 июля 2007 г. № 476 ("О внесении изменений в постановление Правительства Российской Федерации от 12 октября 2004 г. № 539 "О порядке регистрации радиоэлектронных средств и высокочастотных устройств") [6], предусмотрено свободное использование частотного диапазона 2,4 ГГц с мощностью излучения до 100 мВт. Согласно п. 1.4.5 и [6] выберем рабочую полосу частот: 2400 – 2408,32 МГц.

Предполагается, что ТД и терминалы находятся внутри одного офисного здания, в пределах 3 этажей (точка доступа находится на центральном этаже). В качестве модели потерь выбирается ITU  R 1238-8 [12], поскольку она учитывает:

 

  • потери при многократном прохождении сигнала через пол;
  • поправку на потери при прохождении сигнала через стены и над или через препятствия;
  • другие механизмы возникновения потерь, которые могут возникнуть в пределах одного этажа здания (мебель, различная электроника и т.д.).

Базовая математическая модель [12] потерь имеет вид:

 Ltotal = L(d0) + N log10(d/d0) + Lf(n) [дБ]

 

где: L(d0) – потери на заданном расстоянии при идеальных условиях распространения (нормальные условия и абсолютно плоская поверхность), N – дистанционный коэффициент потерь мощности,  d – дальность связи, Lf(n) – коэффициент потерь за счет прохождения сигнала через пол, n – максимальное количество этажей между точкой доступа и терминалами.

Согласно [12], возможно использование упрощенной модели, при которой d0  = 1 м., а L(d0) = 20 log10f – 28 [дБ]. Тогда модель потерь примет вид:

 Ltotal = 20 log10f + N log10d + Lf(n) – 28 [дБ]

 

 где: f – частота (МГц), N – дистанционный коэффициент потерь мощности,  d – дальность связи (м), Lf(n) – коэффициент потерь за счет прохождения сигнала через пол (дБ), n –максимальное количество этажей между точкой доступа и терминалами.

 

Таблица 1. Коэффициенты потери мощности, N, используемые при расчете потерь передачи внутри помещения для 2,4 ГГц [12]

Частота

Жилые дома

Офисы

2,4 ГГц

28

30

 

Таблица 2. Коэффициенты потери мощности Lf, при прохождении сигнала через пол для 2,4 ГГц (n = 1) [12]

Частота

Жилые дома

Офисы

2,4 ГГц

10 (квартира), 5 (частный дом)

14

 

Разрабатываемая система передачи, предполагает использование в офисном помещении в пределах 3 этажей (n = 1), соответственно из таблиц 1 и 2 имеем: Lf(n) = 14 дБ, N = 30.

Тогда потери в канале связи:

Ltotal = 20 log10(2400) + 30 log10(80) + 14 – 28 дБ = 110,697 дБ

 

1.4.7.Расчет  отношения  сигнал/шум, требуемого  для  обеспечения  заданной  вероятности  битовой  ошибки для выбранного вида и типа модуляции/демодуляции. Обоснование выбора метода помехоустойчивого кодирования, перемежения/деперемежения, расчет эффективности кодирования. Коррекция данных расчета  отношения  сигнал/шум  с  учетом  метода  помехоустойчивого  кодирования. Окончательная оценка требуемых частотных ресурсов

 

            Расчет необходимого отношения сигнал/шум производился в утилите BER Analysis Tool из пакета программ Matlab. Согласно ТЗ необходимо обеспечить вероятность битовой ошибки менее 2×10-7. В ходе анализа были получены следующие зависимости, для двух видов модуляции:

Рис. 8 – Зависимость вероятности битовой ошибки от ОСШ (без кодирования)

 

    Исходя из изображенных графиков (рис. 8), можно сделать вывод, что для обеспечения заданной вероятности битовой ошибки требуется ОСШ равное:

 

  • 15,1 дБ для профиля QAM-16;
  • 19,25 дБ для профиля QAM-64.

    Очевидно, что в условиях низкого отношения сигнал-шум данная система будет работать неэффективно. Для увеличения порога ОСШ в системе используется добавление определенной избыточной информации к исходной последовательности [8].

Оценим необходимое для выполнения ТЗ ОСШ, с учетом сверточного кодирования, по умолчанию выставлен порождающий многочленом (171, 133), для двух профилей передачи:

 

Рис. 9 – Зависимость вероятности битовой ошибки от ОСШ (без кодирования и с применением кодирования)

 

Исходя из изображенных графиков (рис. 9), можно сделать вывод, что для обеспечения заданной вероятности битовой ошибки требуется ОСШ равное:

 
  • 11,3 дБ для модуляции QAM-16, что на 15,1 – 11,3 = 3,8 дБ эффективнее по сравнению с передачей без кодирования; 
  • 15,2 дБ для модуляции QAM-64, что на 19,25 – 15,2 = 4,05 дБ эффективнее по сравнению с передачей без кодирования.

Перемежение в данной сети используется для обеспечения борьбы с пакетными ошибками. Оценка минимально необходимой полосы производилась в пункте 1.4.5 и коррекции не требует.

 

1.4.8. Оценка уровня мощности передачи с учетом необходимого запаса мощности сигнала для его уверенного приема с вероятностью PR %  на границе радиопокрытия, оценка размера зоны радиопокрытия

 

Параметрами среды и системы


Перед началом расчетов зададимся некоторыми параметрами среды и системы:

 

  • Кол-во поднесущих OFDM: 64;
  • Коэффициент усиления передающей антенны: GT = 10 дБ; 
  • Коэффициент усиления приемной антенны: GR = 10 дБ; 
  • Цифровое отношение сигнал/шум исходя из п. 1.4.7: 
      • для QAM-16 Eb/N0 = 11,3 дБ;
      • для QAM-64 Eb/N0 = 15,2 дБ;
  • Затухания в канале связи из п. 1.4.6: L = 110,697 дБ;
  • Скорость передачи данных после кодирования из п. 1.3.8:
      • для QAM-16 RC = 22 Мб/с;
      • для QAM-64 RC = 33 Мб/с;
  • Шумы каскадов: Nk = 2 дБ;
  • Резерв мощности из-за замираний в канале связи: Pз = 3 дБ;
  • Постоянная Больцмана: k = 1,38 × 10-23 Дж/К;
  • Шумовая температура (нормальные условия): Т = 296 К. 
Энергетический расчет

Расчет уровня мощности передачи для профиля QAM-16. Сначала расчет ведется для одной информационной поднесущей:

 

Скорость передачи данных по каждому из параллельных каналов OFDM:

RN = RC / 50 = 22 × 106  / 50 = 440 × 103 бит/с = 440 кбит/с.

 

Минимально необходимая полоса пропускания одного OFDM канала:

Δf = RN / log216 = (440 × 103) / log216 = 110 × 103 Гц = 110 кГц.

 

Шумовая полоса одного OFDM канала:

Пш = Δf × 1,1 = 110 × 103 × 1,1 = 121 × 103 Гц = 121 кГц.

 

Мощность шума:

Pш = kT ∙ Пш = 1,38 × 10-23 ∙ 296 ∙ 121 × 103 = 494,26 × 10-18 Вт = -123,06 дБ.

 

Аналоговое отношение сигнал/шум:

C/N = (Eb / N0) + 10 log(RN / Пш) = 11,3 + 10 log(440 / 121) = 16,907 дБ.

 

Чувствительность приемника:

Pпрм = Pш + Nk + C/N = -123,06 + 2 + 16,907 = -104,154 дБ.

 

Мощность передатчика (на один канал OFDM):

Pизл = Pпрм + Pз + LGTGR = -104,154 + 3 + 110,697 – 10 – 10 = -10,457 дБ = 90 мкВт.

 

Суммарная мощность передатчика (с учетом 50-ти информационных и 4-ех пилотных поднесущих):

PизлСУМ = ](50 + 4) × 90 × 10-6[ = ]4,86 × 10-3[ = 5 мВт.

 

5 мВт < 200 мВт что с существенным запасом удовлетворяет требованиям технического задания. 5 мВт < 100 мВт что так же, с запасом, удовлетворяет требованиям законодательства РФ [6].

 

Расчет уровня мощности передачи для профиля QAM-64. Сначала расчет ведется для одной информационной поднесущей:

 

Скорость передачи данных по каждому из параллельных каналов OFDM:

RN = RC / 50 = 33 × 106  / 50 = 660 × 103 бит/с = 660 кбит/с.

 

Минимально необходимая полоса пропускания одного OFDM канала:

Δf = RN / log264 = (660 × 103) / 6 = 110 × 103 Гц = 110 кГц.

 

Шумовая полоса одного OFDM канала:

Пш = Δf × 1,1 = 110 × 103 × 1,1 = 121 × 103 Гц = 121 кГц.

 

Мощность шума:

Pш = kT ∙ Пш = 1,38 × 10-23 ∙ 296 ∙ 121 × 103 = 411,884 × 10-18 Вт = -123,06 дБ.

 

Аналоговое отношение сигнал/шум:

C/N = (Eb / N0) + 10 log(RN / Пш) = 14,35 + 10 log(660 / 121) = 22,568 дБ.

 

Чувствительность приемника:

Pпрм = Pш + Nk + C/N = -123,06 + 2 + 22,568 = -98,493 дБ.

 

Мощность передатчика (на один канал OFDM):

Pизл = Pпрм + Pз + LGTGR = -98,493 + 3 + 110,697 – 10 – 10 = -4,796 дБ = 331,447 мкВт.

 

Суммарная мощность передатчика (с учетом 50-ти информационных и 4-ех пилотных поднесущих):

PизлСУМ = ](50 + 4) × 331,447 × 10-6[ = ]17,898 × 10-3[ = 18 мВт.

 

16 мВт < 200 мВт что с существенным запасом удовлетворяет требованиям технического задания. 16 мВт < 100 мВт что так же, с запасом, удовлетворяет требованиям законодательства РФ [6].

 

Данный расчет справедлив для 50% точек (по ТЗ PR = 85%). Оценим область уверенного приема в соответствии с ТЗ.

Вероятность приема в 85% точек:

χ = PR/100 = 85/100 = 0,85.

 

По таблицы функции Лапласа определяется W:

F(-W) = χ – 0,5 = 0,85 – 0,5 = 0,35,

W = -1,04

 

Тогда область радиопокрытия в 85% точек:

r85 = 10 ^ ( / 10n) × r50 = 10 ^ (-7,28 / 30) × r50 = 0,572 × 80 = 45,76 м.,

 

где σ = 7 – дисперсия по месту, n = 3 – коэффициент потерь внутри строений.

 

Полученная область уверенного приема не соответсвует ТЗ. Для достижения необходимого значения в расчете потерь (по методике, описанной в п. 1.4.6) требуется изменить расстояние r0 на:

r0 = 80 / 0,572 ≈ 140 м.

 

Тогда затухания в канале связи:

Ltotal = 20 log10(2400) + 30 log10(140) + 14 – 28 дБ = 117,988 дБ.
 
        Произведя перерасчет мощности излучения по описанным выше формулам, и в соответствии с пересчитанным затуханием в канале связи, получим, что требуемая для обеспечения PR = 85% в радиусе 80 м. мощность излучения равна:
  • для QAM-16: ]26,063[ = 27 мВт;
  • для QAM-64: ]95,964[ = 96 мВт. 

Энергетический расчет показал наличие некоторого запаса по мощности излучения (до разрешенных 100 мВт), тем самым зону уверенного приема можно расширить за счет увеличения мощности излучения, но это так же увеличит энергозатраты в сети.

 

Таблица 3. Сравнительная таблица профилей передачи QAM-16 и QAM-64

 

Профиль

Скорость кодирования

Скорость передачи, Мбит/с

Количество бит на поднесущую

Количество бит на символ OFDM

Количество бит данных на символ OFDM

QAM-16

½

22

4

200

100

QAM-64

½

33

6

300

150

  

1.4.9. Построение блок-схем алгоритмов приема/передачи сообщений физического уровня

 

Исходя из всего вышесказанного, можно построить обобщенные алгоритмы приема\передачи сообщений физического уровня (рис. 10).
 

Рис. 10 – Обобщенный алгоритм приема (приема) и передачи (слева) сообщений физического уровня

 

Используемая литература:

 

1. Бакке А.В. "Лекции по курсу: Системы и сети связи с подвижными объектами";
2. Бакке А.В. "Основы построения беспроводных сетей стандарта 802.11" – Рязань: РГРТУ, 2008;
3. Курсовой проект «Локальная радиосеть». Жуков А.Ю.;
4. Курсовой проект «Локальная радиосеть». Савко Виктор;
5. Курсовой проект «Локальная радиосеть». Автор неизвестен;
6. Постановление Правительства Российской Федерации от 25 июля 2007 г. № 476 ("О внесении изменений в постановление Правительства Российской Федерации от 12 октября 2004 г. № 539 "О порядке регистрации радиоэлектронных средств и высокочастотных устройств");
7. Статья «Почему в WiMax и LTE используют OFDM». Автор неизвестен;
8. Набор статей «Технология беспроводного доступа WiMAX. Физический уровень». Автор неизвестен;
9. Статья «Протоколы беспроводных локальных сетей». Пахомов Сергей;
10. Статья «Barker Code». Давид Терр, Эрик Вейсштейн;
11. Алгоритмы синхронизации в OFDM – системах. Автор неизвестен;
12. Рекомендация ITU-R P.1238-8 от 07/2015;
13. Лекция Лундского университета Швеции «Synchronization for OFDM systems»;
14. Статья в журнале «Network World» № 12, 2000 г. «CDMA: кодирование и перемежение»;
15. Исправленная часть 1. Локальная радиосеть;
16. Переисправленная часть 2. Локальная радиосеть (канальный уровень).